六篇文章让你玩转正激和反激，从此不再为设计而苦恼

不对称谐振半桥反激变换器（AHB）应用在隔离型的直流转直流领域，通过占空比调整半桥开关的高端开关的占空比实现对输出电压的控制，通过使用占空比调节方法，所以比较适合在宽输入输出范围工作，比对称半桥谐振正激变换器（LLC）有更宽的增益调节能力因而适合在需要宽范围输出的应用，如工业用电池充电器、USBPD充电器等领域使用。

由于变压器副边仅有一个绕组和二极管进行整流，当变换器的输出功率提升到200W以上时，也会受到反激变换器的性能限制，即：副边整流二极管或同步整流器MOSFET会流过很大的峰值电流，输出侧电容也会承受较大的纹波电流，导致变换器的损耗增加，同时劣化输出侧直流的纹波电流和纹波电压。在应用在的场景上，需要变换器能满足从5~48V的宽范围调压输出，并且全范围输出电流都在5A规格。因此，当输出电压在30V以上时，输出功率就已经大于150W，此种情况使用AHB（不对称谐振反激变换器）的效率就离开了最佳效率工作区间。但是如果使用谐振半桥正激变换器（LLC），通过使用调频控制的方式能实现全范围的ZVS工作。但是LLC的特性是很难适应宽输出范围工作。

下图是一个典型的LLC变换器的控制频率F和系统DC增益G的曲线，可见LLC变换器可以在较窄的增益范围上进行调节，通常设计为（1.25~0.75），在这段增益范围内，只需要通过调节LLC变换器的半桥工作频率即可实现。如果需要进一步拉低增益范围可以在控制策略上加入丢波或跳周期等方法，但是这些操作的引入都会降低变换器的转换效率。

如果要使用LLC变换器解决约十倍的超宽范围输出，则还需要在LLC的直流输出上再增加一级BUCK/BOOST变换器来扩展其输出范围，这样带来了体积和成本的明显升高，可见目前方案的框架。

因此提出谐振半桥混合正反激变换器的控制策略，通过在副边增加一个MOSFET的Q3开关管来切换不对称谐振半桥反激和对称半桥谐振正激的工作模式。在需要输出5~48V的约十倍的宽范围时，可以将30~48V（或是高压重负载范围）的大功率工作范围放在LLC谐振半桥正激上，通过调节频率的方式来实现宽范围稳压和调节。然后把5~30V（或是低压轻负载范围）的中小功率工作范围放在AHB不对称谐振反激激上，通过占空比和频率的调节来实现宽输出范围的调节，通过两个变换器的组合工作模式来实现约10倍的输出电压调节和全范围ZVS的高效率工作。解决当前LLC+BUCK的两级方案成本高，体积大的问题，并解决了AHB方案在的更大功率输出场景上转换效率低和纹波电流大的问题……

反激变换器是常见的一种变换器，主要用于小功率场合。在大功率系统的辅助电源，及一些特殊应用中有广泛的使用，本文详细探讨其拓扑的形成及直流特性。

一.反激变换器的拓扑演变

图1传统的BUCK-BOOST拓扑

反激变换器是基于BUCK-BOOST变换器演变而来，如图1所示，这里采用一个mosfet和一个diode来作为开关。

图2BUCK-BOOST拓扑的变形1

当电感绕组改为两个绕组并联时，如图2所示，匝比为1:1,这时电感的基本功能没什么变化，它和单个的电感等效。

图3BUCK-BOOST的拓扑变形2

当我们将两个并联绕组分开时，当Q1导通时，其中一个绕组会使用，而D1导通时，另一个绕组才会使用，从整体上看，虽然两个绕组没有连接在一起，但是其总电流并没有发生变化，但是电流在两种状态下分布在不同的绕组中。这里需要注意的是，电感本身包含一个磁芯，在图2和图3的两种拓扑形式中，磁芯中的磁场是一样的。

图4BUCK-BOOST变换器的拓扑变形3

将图3中的BUCK-BOOST拓扑做一定变化，将1:1的匝数比改为1：n以便适应更宽的工作电压，同时将开关Q1放到原边的对地端，方便驱动，变压器的极性标示做一个翻转，那么负输出电压就可以变为正输出电压。

图5反激变换器的拓扑

尽管这个双绕组变压器，和一般的变压器标示没有什么区别，但是更确切的这个双绕组变压器叫做双绕组电感，这就是反激变压器，它的主要特点是原边和副边的绕组上的电流不会同时存在。在图5中，我们通过磁化电感和理想变压器的模型来替换双绕组变压器，这里磁化电感LM的功能和BUCK-BOOST变换器的电感的功能一样。

二．反激变换器的基本状态分析

图6反激变换器开关状态1

图7反激变换器开关状态2

图6和图7我们给出的电路是反激变换器的两种状态，状态1是当开关Q1导通时，输入源Vg的能量存储在磁化电感中，当二极管D1导通时，LM中存储的能量传递到输出端，这里变压器中两个绕组的电流和电压关系根据匝比去换算。

图8反激变换器在CCM模式下的典型波形

在状态1中，当Q1导通时，如图6所示，电感电压vl,电容电流ic，直流源ig由下面的式子给出来。

图9反激变换器状态1的关系式

注意，这里电感上的电压为输入源电压VG,而输出电容的电流是负载上的电流（此处我们规定了流入电容的电流为正电流），原边源的电流ig就是磁化电感上的电流i（此时变压器副边绕组断开）……

最近做一款500W电源输出为240V/2.1A、18V/2A、12V/2A总输出约560W，为了降低成本，考虑使用整流桥+双管反激方案。根据该项目需求，本文阐述的双管正激拓朴结构基于理想模型的工作原理的缺陷，分析了基于基于实际模型的磁通复位工作原理以及变压器设计。在设计实验过程中发现了散热器寄生电容对磁通复位过程的影响。

此外，还讨论了磁通复位后开关管两端的电压大小与负载的变化关系，也给出相应的实验波形。

图1：双管正激变换器的拓朴结构

双管正激变换器拓朴结构由两个功率开关管和两个二极管构成，当二个开关管Q1和Q2同时关断时，磁通复位电路的二个二极管D3和D4同时导通，输入的电流母线电压Vin反向加在变压器的初级的励磁电感上，初级的励磁电感在Vin作用下励磁电流从最大值线性的减小到0，完成变压器磁通的复位，并将储存在电感中的能量返回到输入端，没有功率损耗，从而提高电源的效率；此外，每个功率开关管理论的电压应力为直流母线电压，这样就可以选取相对较低的额定电压的功率MOSFET管，成本低，而且额定功率较低的功率MOSFET的导通电阻小，因此可以进一步的提高效率。

所以双管正激变换器广泛的应用于台式计算机的主电源及大功率通信电源、变频器等三相电路的辅助电源中。本文将讨论在一些教材和资料中所阐述的这种拓朴结构基于理想模型的工作原理的缺陷，并分析其实际的工作原理，从而真正的理解这种电路结构的工作方式。

一、双管正激工作过程

双管正激变换器的拓朴结构如图1所示，其中Cin为输入直流滤波电解电容，Q1和Q2为主功率开关管，D1、D2和C1、C2分别为Q1和Q2的内部寄生的反并联二极管和电容，D3、C3和D4、C4分别为变压器磁通复位二极管及其寄生的并联电容，不考虑Q2的漏极与散热片间的寄生电容，T为主变压器，DR和DF为输出整流及续流二极管，Lf和Co输出滤波电感和电容。

下面分几个工作模式来讨论其磁通复位的工作过程：

（1）模式1：t0~t1

在t0时刻Q1和Q2关断，此时D3也是关断的。初级的励磁电感电流和漏感的电流不能突变，必须维持原方向流动，因此C1、Ch和C2充电充电，其电压从0逐渐上升，C3和C4放电，其电压由Vin逐渐下降。

初始值：uC1(0)=0，uC2(0)=0，uC3(0)=Vin，uC4(0)=Vin，uC2(0)=0，iLp(0)=IM0

由上面公式可得:

在理想的模型下，C1=C2，C3=C4，C1+C3=C2+C4所以在t1时刻C3和C4的电压下降到0，同时C1和C1的电压上升到Vin，D3和D4将导通，系统进入下一个过程。

在实际的工作中，事实上散热器的寄生电容不能忽略，这个电容将参与变压器磁通复位的过程。Q1和Q2漏极与散热片间的寄生电容的大小与漏极的面积及漏极与散热片的距离相关。

注意电容的公式：

Q1的漏极接Vin，散热器接地，因此此寄生电容接在直流母线电压端，其两端没有电压变化：duC=dVin=0，也就没有电流从此电容流过：iC=0。实际上，对于交流信号模型来说，此寄生电容相当于短路，因此在交流等效电路中可以不必考虑。

Q2的漏极电位在开关的过程中处于变化的状态，因此在开关的过程中，Q2漏极与散热片间的寄生电容将有电流通过。此寄生电容为Ch，其大小将影响到功率管的开关损耗。电容值越大，功率管漏源极电压随时间的变化率dVds/dt越小，从而减小了功率管的开关应力，并降低了功率管关断的功耗，并且低的dVds/dt对EMI也有改善；但是在功率管开通时，电容上储存的能量将通过功率管放电，产生开通损耗，形成开通的电流尖峰和噪声……

电源拓扑半桥、全桥、反激、正激、推挽有啥区别呢？下面详解。

1.单端正激式

单端：通过一只开关器件单向驱动脉冲变压器

正激:脉冲变压器的原/付边相位关系，确保在开关管导通，驱动脉冲变压器原边时，变压器付边同时对负载供电。

该电路的最大问题是：开关管T交替工作于通/断两种状态，当开关管关断时，脉冲变压器处于“空载”状态，其中储存的磁能将被积累到下一个周期，直至电感器饱和，使开关器件烧毁。图中的D3与N3构成的磁通复位电路，提供了泄放多余磁能的渠道。

2.单端反激式

反激式电路与正激式电路相反，脉冲变压器的原/付边相位关系，确保当开关管导通，驱动脉冲变压器原边时，变压器付边不对负载供电，即原/付边交错通断。脉冲变压器磁能被积累的问题容易解决，但是，由于变压器存在漏感，将在原边形成电压尖峰，可能击穿开关器件，需要设置电压钳位电路予以保护D3、N3构成的回路。从电路原理图上看，反激式与正激式很相象，表面上只是变压器同名端的区别，但电路的工作方式不同，D3、N3的作用也不同。

3.推挽（变压器中心抽头）式

这种电路结构的特点是：对称性结构，脉冲变压器原边是两个对称线圈，两只开关管接成对称关系，轮流通断，工作过程类似于线性放大电路中的乙类推挽功率放大器。

主要优点：高频变压器磁芯利用率高（与单端电路相比）、电源电压利用率高（与后面要叙述的半桥电路相比）、输出功率大、两管基极均为低电平，驱动电路简单。

主要缺点：变压器绕组利用率低、对开关管的耐压要求比较高（至少是电源电压的两倍）。

4.全桥式

这种电路结构的特点是：由四只相同的开关管接成电桥结构驱动脉冲变压器原边。

图中T1、T4为一对，由同一组信号驱动，同时导通/关端；T2、T3为另一对，由另一组信号驱动，同时导通/关端。两对开关管轮流通/断，在变压器原边线圈中形成正/负交变的脉冲电流。

主要优点：与推挽结构相比，原边绕组减少了一半，开关管耐压降低一半。

主要缺点：使用的开关管数量多，且要求参数一致性好，驱动电路复杂，实现同步比较困难。这种电路结构通常使用在1KW以上超大功率开关电源电路中……

由于双管正激、反激电路的漏感能量可以回收所以可以将功率做高并且不会发生上下管直通的情况是一种可靠性很高的电路。

图1双管正激、双管反激电路

如上图双管电路的初级需要两个开关管及两个二极管尤其是上管还需要特殊的驱动电路，因而会造成一定的成本增加同时也增加了驱动电路的设计难度。

参考无损吸收电路原理，只用到一个开关管就能实现了漏感能量的回收，见下图：

图2两种无损吸收电路

无损吸收电路有个缺点应对负载突变时容易失控，Vds电压可能会飙的很高。无损吸收电路中相当于有“两个电感”，如果将这“两个电感”合二为一就组成了下图这种等效双管电路。

图3等效双管正激、双管反激电路

图3电路关键一点是初级绕组需要双线并绕，工作时占空比不大于50%，特性同双管电路几乎一样，唯一不同的就是开关管上要承受2倍的输入电压（双管电路是由两个管子共同分担电压）。

如果初级绕组不采用双线并绕工艺，某些情况下开关管上的应力会高于2倍输入电压，如果开关管应力余量足够也可采用非双向并绕此时占空比可以超过50%（与无损吸收电路相似）。

这种等效双管电路原理相当于用一组线圈+一颗电容来替代了原双管电路中的一个开关管+一个二极管，孰优孰劣可以根据不同的应用场合来选择。

相似的应用还有全桥输出电路，用一个线圈来取代两个二极管，见下图。

图4等效全桥输出

最后选用双管反激电路进行验证，输入电压Vin=100V。

图5等效双管反激与双管反激对比

上述波形实线为等效双管反激、虚线为真双管反激，两种电路的仿真结果除了Vds电压外电流及输出电压几乎都是重合的，符合理论分析也验证了这种电路可以用来等效双管电路……

这种等效双管电路的特性分析如下：

图6电路演变

上图6从（a）到（b）为等效变换，图（b）去掉电容且将二极管下移变为常规电路（c）。

如果初级侧两绕组耦合理想则电容不起作用可以不加，电路等效于带去磁绕组的正激变换器（图（c）），如果初级绕组耦合的不理想那么增加一颗电容就能实现无损吸收效果，所以这种电路是兼容了常规正激和无损吸收两种特性的一种电路。

接下来开始发掘这种电路的特点：

可以不采用双向并绕工艺，初级两绕组的耦合程度决定了所需电容（可视为钳位电容）的大小。

以正激电路为例假设初级绕组耦合不理想，不同钳位电容下的仿真结果如下：

图7等效双管正激在不同钳位电容下的波形

上图中实线为大钳位电容波形、虚线为小钳位电容波形。如果初级两绕组耦合的不理想既漏感大就需要更大的钳位电容，这点同RCD钳位相似又因是无损吸收所以效率会高一些。

等效双管正激的初级两个绕组都具备驱动能力提高了变压器利用率。

下面对比双管正激、单管正激及等效双管正激电路特点：

图8三种正激电路

（a）双管正激多用了一个开关和一个二极管，驱动相对复杂些。

（b）单管正激初级两绕组需要较好的耦合度，最大的缺点是多出的复位绕组降低了变压器的利用率。

（c）等效双管正激初级的两个绕组都可以利用上，两绕组的电流可以通过漏感进行调整提高了变压器的利用率。

图9单、双管正激与等效双管正激初级电流对比

图9中虚线是单管及双管正激初级电流（几乎重合），两条实线（ik1u、ik1d）分别是等效双管正激中上绕组和下绕组中的电流，其中（a）图是等漏感（b）图上漏感略大于下漏感。

适当的漏感有益于降低输出二极管反向恢复引发的电流倒灌问题，下面以反激为例。

图10不同漏感对反向恢复问题的影响

上图中漏感较小的情况下MOS管开通时刻有一尖峰电流这是由输出二极管反向恢复引起的，相同条件下略增大初级漏感这个尖峰电流就能得到有效抑制。

利用正反激拓扑可降低变压器体积。

图11正反激电路与正激电路对比

正激电路为了避免产生过高的无功功率励磁电感一般都设计的比较大导致变压器体积也较大。采用正反激拓扑可以将励磁能量导入到输出端解决了无功问题进而可以减小励磁电感降低变压器体积。图中电流波形分别为励磁电流iLm1、无功电流idio1及输出电流iLo1……

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