SF5000L-H逆变器硬件设计说明

SF5000L-H逆变器硬件设计说明

概述

SF5000L-H逆变器面对国内市场,参考了XXX和XXX的样机布局,最终确定选用H6拓扑,前级2路MPPT升压.输入电压范围60-520Vdc,满载输入电压范围180-480V,输出电压兼容220/230/240Vac,50/60Hz系统.防护等级IP65,使用温度-25~+60℃.认证标准CQC.

硬件各部分设计说明

硬件共4款PCBA,分别是主功率板,控制板,电源板和显示板.其中主功率板除功率电路外,还包含驱动,通讯等功能电路.以下主要按电路功能进行说明.

前级Boost

2路PV输入经EMC滤波后负极短在一起,正极独立,霍尔放在正极采电感电流.输出汇入Bus.

PV输入低时,Boost开关管工作,将Bus电压维持在380V左右.当PV输入高时,Boost开关管不工作,Bus电压约等于PV电压.Boost开关频率18kHz.

功率管的选型:

每路PV输入电压最大520V,电流平均值最大15A,考虑纹波系数0.4,则电流峰值15*(1+0.4/2)=18A.开关管电压按1.2裕量,电流按2倍裕量选取,再综合考虑厂家的标准型号,FairChild的FGA40AN65SMD耐压650V,100℃允许电流40A符合要求.二极管在电压电流留取适当裕量之外,还考虑公司现有型号,选取5.8系列用FairChild的超快二极管RURG8060,耐压600V,72℃允许DC电流80A.

Boost电感设计

PV每路功率限定2700W,最低满载电压180V,则最大PV电流2700/180=15A.纹波系数按经验取0.4,则电感电流峰值15*(1+0.4/2)=18A,发生在PV最低满载电压180V处.此时占空比D=1-180/380=0.526.电感感量L=180*0.526/(18000*15*0.4)=0.87mH.材质采用铁硅铝,要考虑直流偏置特性变化较大,15A时感量不应低于0.9mH.

输入电解电容的选型

最恶劣纹波电流发生在PV输入180V15A条件下,假定电池板电压电流无波动,电感电流纹波全来自输入电容.若要求纹波电流引起的电容电压波动不超过100mV,则最小容值C=15*0.4/(0.1*8*18000)=417uF.纹波电流有效值Irms=15*0.4/√(12)=1.732A.综合厂家实际情况选取NCC的550V/470uF的电解电容.该470uF电容标称的允许纹波电流为2.03A(120Hz,105℃),高频低温时该标称值还有所放宽.

后级H6逆变

逆变电感设计

输出正弦电流最大值5000/220*1.414=32A,开关纹波系数按满载峰值处不超过0.3计算,电感额定电流32*(1+0.3/2)=37电压最高点520V是电感电流最恶劣条件,此时电感最小值L=220*1.414*(1-220*1.414/520)/(32*0.3*18000)=720uH.电感采用2颗铁硅铝材质的串联使用,单颗电感感量在30A时应不小于400uH.

功率管的选型

功率管工作最高电压520V,最大电流37A.耐压按1.2倍裕量,520*1.2=624V;耐电流按2倍裕量选取,37*2=74A综合公司和厂家实际情况,IGBT选用Fairchild的FGA60N65SMD,其标称电压650V,100℃时耐电流60A.二极管选用Boost同型号的RURG8060,耐压600V,72℃允许DC电流80A.

Bus电解电容的选型

单相逆变器在稳态时,Bus电容电压会有与输出功率大小相关的2倍工频的脉动.若要求脉动电压不超过15V,则最小容值C=5000/2/2/3.14/50/10/380=1400电容上的纹波电流,其一个开关周期内的表现近似于后级逆变开关产生的方波电流与前级Boost二极管上的方波电流叠加,其市电周期有效值随输入电压的不同而变化.经计算,输出满载5kW,不考虑损耗,忽略Boost电感和逆变电感上的开关纹波(电感电流直流偏置很大时,对电流有效值影响极小),前级双路Boost工作条件一致,Bus参考电压设为380V的情况下,其变化趋势如下图:

5kW逆变器满载输入电压范围为180V~480V.从图中可看到,180V~480V输入电压范围内,最大纹波电流有效值出现在Vin=265V,此时对应的纹波电流有效值iCrms=15.432A.下图显示了Vin=265V时,每个开关周期内Bus电容纹波电流的i2t值:

综合以上计算和厂家物料实际规格,选取与输入侧相同型号的550V/470uF电解电容5颗并联使用.考虑0.8容差,总容值Cbus=470*5*0.8=1880uF,满足电压纹波要求.每颗电容需承受的最大纹波电流有效值:15.432/5=3.1A.而该电容标称纹波电流为2.03A(120Hz,105℃),在18kHz开关频率下,升额系数为1.4.若最高使用温度为85℃,温度升额系数按1.7估计,则单颗电容实际的纹波电流耐受能力2.03*1.4*1.7=4.8A,满足要求.

辅助电源SPS

与5.5日本机型相比,5k电源部分输入电压提高了100V,其他相差不大.这里着重核算管子电压应力.变压器原边与+12V输出的变比n=7,原边漏感按3%估计Lk=1.2*3%=36uH,520V输入时占空比D=12*7/(520+12*7)=0.139,效率按0.8估计,则原边电流峰值Ipk=8/0.8/520/0.139*2=0.28A.为降低应力,RCD吸收电容的电压取副边折射电压的1.5倍Vsn=12*7*1.5=126V,则RCD功耗Psn=0.5*36*10^(-6)*0.28^2*70000*126/(126-12*7)=0.3W,吸收电阻用两颗1206并联,单颗阻值Rsn=126^2/0.3*2=106kΩ,取100k.吸收电容电压纹波取10%,则容值Csn=126/(100000/2)/70000/(126*10%)=2.86nF,选取2.2nF/1kV/1206的瓷片电容.MOS的最大DS电压Vds=520+12*7+126=730V,考虑1.2倍裕量为876V,900V的MOS符合要求.

驱动电路

驱动信号由控制板DSP28335发出,到功率板的隔离光耦驱动IGBT.继电器驱动则不需要光耦隔离.

DSP发出的3.3V驱动信号经电平转换芯片74LVX3245转为5V信号,5V信号经逻辑器件形成硬件带死区互锁的信号后进入差分芯片AM26C31转换成抗干扰能力强的差分信号.差分驱动信号经过较长走线送至各IGBT附近的隔离光耦FOD3120处放大.驱动电源采用开环正激整流,控制芯片为驱动电源则不需要隔离,直接由SPS的+15/-6V供电.

为降低DSP处理负荷,H6逆变6个管子的驱动只用了4个PWM脚.其中A桥臂上管/B桥臂下管,A下/B上都共用了同一信号.互锁逻辑如下:同一桥臂上管与中管互锁,上管与下管互锁.互锁的死区时间由与非门输入脚的RC放电参数决定,5V高电平放电至可识别的1.5V低电平所需时间td=3000*220*10^(-12)*ln(5/1.5)=0.8us,略低于软件的1us死区时间.

驱动电源由2845开环正激整流获得.2845工作在最大占空比48%处.正激变压器副边提供2组隔离的正负压电源,原边绕组通过二极管接电源地退磁.为提高负载调整率,选择较低的振荡脚电阻电容使电路工作在190kHz的较高频率处.

采样及硬件保护电路

硬件采用差分采样电路,经运放TL074衰减后送入DSP.采样信号中,Bus电压和逆变电流信号会通过比较器LM339与基准电压比较,若超过设定的基准电压,过压和过流保护信号BUS_OVP和INV_OCP由低变高,DQ触发器MC14013输出变低电平并锁定,差分驱动芯片AM26C31输出被锁定为高阻,故障信号同时会送入DSP处理.若DSP判断故障恢复,则通过RST信号使DQ触发器复位,解除对差分驱动芯片的锁定.

漏电流采样方面借用了中功率机器的低成本方案,1颗磁放大器副边流过输出的共模电流,原边则与运放和比较器一起组成自激振荡电路,振荡频率6~7kHz.原边的固定端(B)上的脉冲电压在输出无共模电流时,一个振荡周期平均值为0.当输出有共模电流时,其周期平均值也成正比的变化.B点后接有两级二阶有源滤波器以提取平均值.滤波器截止频率约为自激振荡频率的0.2~0.1倍.

处理器与HMI

控制芯片方面考虑软件移植的情况,仍沿用5.8系列的架构:1颗28335作主控,1颗28035处理显示与按键信息.

显示与按键参考了中功率机器和爱索及固德威样机,借用了中功率的数码显示及按键方案,共用结构模具.显示板电源则直接采用控制电源,不做加强绝缘,用户与按键及显示部分只能间接接触,通过结构件保证加强绝缘.

通讯接口给用户提供了3种方式:RJ45端子(485),USB,以及沿用5.8的无线种方式与28335之间的通讯都通过1路串口完成.用户同一时间只能选用1种方式与机器通信.

28335与28035之间通过SPI通信.1颗实时芯片PF8563给035提供真实时间,用以处理历史发电量等信息.28335还通过另1路SPI与1颗Flash芯片通信,Flash芯片用于存放控制参数,发电量等重要信息.